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PFC与PWM控制器复合芯片ML4824及其应用研究

发布时间:2019-05-01 03:17 来源:未知 编辑:admin

  摘要:传统的两级APFC采用两套控制电路和至少两个功率开关管,增加了电路复杂程度及成本。随着PFC/PWM两级复合控制芯片的产生,两级APFC的这一缺陷可以得到大大改善。基于对PFC/PWM两级控制复合芯片ML4824功能的简介,对两级APFC技术进行了研究,并通过带PFC的蓄电池充电器的研制,证实了该复合控制的可行性和实用性。关键词:功率因数校正;脉宽调制控制器;双管正激变换器

  20世纪90年代以来,随着各国对用电设备输入电流谐波含量的限制,以及各种限制输入电流谐波的标准的建立,使有源PFC技术取得了长足的进展。有源PFC技术由于变换器工作在高频开关状态,而具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。从电路结构上划分,有源PFC可分为两级PFC电路和单级PFC电路。单级PFC是近几年研究的热点,主要应用于低功率电路中。两级PFC技术适合于各种功率应用范围,具有THD低、PF高、PFC级输出电压恒定、保持时间长、输入电压范围宽等众多优点。但两级PFC方案因为具有至少两个开关管和两套控制电路,从而增加了成本和复杂度。随着近年来出现的PFC/PWM两级控制复合芯片的产生,两级PFC的这一缺陷可望得到较大改善。基于两级复合芯片ML4824,本文对两级PFC技术进行了研究,并通过对带PFC的蓄电池充电器的研制,证实了该复合芯片的实用性和可行性。

  ML4824内部结构框图如图1所示。ML4824由平均电流控制的Boost型PFC前级和一个PWM后级组成,PWM级可以用作电流型或电压型。ML4824分为ML4824?1和ML4824?2两种型号。ML4824?2在图1中间部分多了一个“×2”的环节,表示ML4824?2中PWM级的频率为PFC级的2倍,这样可以使得PWM级的磁芯元件体积和重量更小。

  ML4824各管脚功能如表1所列。与其它PFC芯片相比,除了具有功率因数校正功能外,ML4824还有很多保护功能,如软启动、过压保护、峰值电流限制、欠压锁定、占空比限制等。

  1)它是一种PFC/PWM复合芯片,只需要一个时钟信号,一套控制电路,就能控制两级电路,简化了设计。

  2)PFC和PWM级分别采用了上升沿和下降沿的控制方式,减小了PFC输出电容和PFC输出电压的纹波。

  传统的PWM变换器一般采用下降沿触发或上升沿触发的控制方式。在PFC/PWM两级控制中,ML4824对触发方式进行了精心设计,前后级分别采用上升沿触发和下降沿触发方式。

  图2所示为Boost+Buck两级电路,两级电路都工作在CCM状态。当两级均采用下降沿模式的控制方式时,前级电路输出电压纹波可以表示为[1]VRipple=I2MAX×ESR+(1)其中,I2MAX=(2)

  当两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式,也即前后级功率管互补开关时,前级输出电压纹波为:

  从式(1)和式(3)可见,两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式,将使前级输出电压纹波大大减小。这表明:在纹波相同情况下,该方式所需的输出滤波电容,其容值可以大大降低,而且电容的发热问题也得以改善,在成本、效率和体积上都有优势。

  对于前级PFC电路而言,后级PWM级电路为恒功率负载特性,随着输入电压升高,对应输入电流下降,也即其输入电阻为负阻特性。为了不影响系统的稳定性,必须采用合适的补偿网络来实现前后级的解耦,图3所示给出补偿网络电路示意图。

  与一般的补偿网络不同,该补偿网络中,电流环补偿网络的一端连接到芯片的基准电压,当基准电压从零逐渐增大的时候,在IEAO(脚1)上产生一个压差,从而防止PFC电路瞬间以最大占空比工作,起到PFC软启动的作用。电压环补偿网络的一端直接接地。ML4824的电压误差

  很小的值,当母线电压上有很大干扰,或负载变化时,误差放大器的输入端VFB将偏离2.5V,使得误差放大器的跨导显著提高,如图4所示。这一特性大大提高了电压环的带宽,提高电压环的响应速度。

  针对密封铅酸蓄电池的充电装置,基于复合控制芯片ML4824,设计完成了带PFC的充电器原理样机。具体设计指标如下:

  根据以上要求,我们确定两级电路方案:前级为采用Boost拓扑的PFC电路,实现功率因数校正的同时把输入电压提升到DC380V(图5);后级为应用双管正激拓扑的PWM电路,把DC380V母线VC,实现限流定压方式充电(图6)。

  1)储能电感电感电流纹波以峰值电流的20%计,得出电感值L=0?53mH。选用上海钢研所的铁硅铝磁粉芯SA?60环形磁芯,用65匝Φ0.5漆包线)输出滤波电容由于采用了特殊的上升沿/下降沿触发方式,有利于PFC级电路输出电压纹波的减小,本文电路最后取为220μF的电容,即可获得较小的输出电压纹波(0.3V左右)。

  母线构成的二阶滤波网络后作为输入电压前馈信号VRMS(脚4),同时母线上的馒头波信号经电阻R5成为输入电压波形采样信号IAC(脚2)。输出电压经R9、R17分压送到ML4824的电压误差放大器的输入端VFB(脚15),与基准比较后成为电压误差信号VEAO(脚16)。VRMS、IAC、VEAO构成ML4824内部乘法器的三个输入端。R1为输入电流采样电阻,采样的电流信号送到ISENSE(脚3)。R8、C11、C12和R18、C16、C17分别构成电流误差放大器和电压误差放大器的补偿网络。R10和C10为ML4824斜坡信号发生网络,电路的开关频率由这两个参数决定。

  ML4824要求当输入电压最低时VRMS(脚4)电压为1.2V,而且这个电压必须经过很好的滤波,才能准确地反映输入电压的变化。

  k为乘法器增益,当VRMS脚输入1.2V电压时,也即输入电压最低时,k取最大值0.328。为了避免乘法器饱和,乘法器的输出要限制在200μA以内,因此R5要满足R5?==2.16MΩ(8)

  RMVLO为乘法器输出截止电阻(3.5kΩ)。由此:R1≤=0.078Ω

  电压环和电流环补偿网络的参数通过频域仿真来优化选取,使系统的开环增益和相角裕度在合理的范围内。电压环补偿网络参数选为R18取200kΩ,C16取270nF,C17取27nF。

  1)变压器设计磁芯选用EE55B,原副边匝比为27/8,导线mm厚铜皮,宽度均为30mm。

  3)输出滤波电容由于铝电解电容的频率特性较差,实际电路中采用3个470μF的电容并联。

  充电器中仍包括驱动电路设计、辅助电源设计等,由于篇幅关系,这里不一一详述了。

  图8(a)为未经功率因数校正,输入电流畸变严重;图8(b)为经功率因数校正后的波形,输入电流很好地跟踪了输入电压的波形,功率因数得到了大大的提高。实测功率因数可达0.999。

  图9所示为捕捉到的两个PFC级电路开关管vGS与vDS波形。开关管上电压尖峰很小,开关管工作状态良好。

  图10为PFC级电路输出电压波形。由于采用特殊的上升沿/下降沿触发方式,输出电压纹波很小。

  图11为PWM级电路满载时几个主要的实验波形,从图中可以看出,实验波形和理论分析是一致的。

  PWM控制复合在同一个芯片上,简化了电路设计,降低了成本。由于前后级分别采用上升沿/下降沿触发方式,在输出滤波电容很小的情况下就可得到很小的电压纹波。电压误差放大器补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦,显著地提高了PFC的误差放大器的带宽。基于该芯片研制的带PFC的定压限流方式充电器验证了该芯片的可行性和优点。

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